變頻器啟動電阻的選用，變頻器預充電電阻選用-華巨電子

1.充電電阻

　　中小功率通用變頻器一般為電壓型變頻器，采用交—直—交工作方式。當變頻器剛上電時，由于直流側的濾波電容容量非常大，在剛充電的瞬間對電流相當于短路，電流會很大。如果在整流橋與電解電容之間不加充電電阻，則相當于380V電源直接對地短路，瞬間整流橋通過無窮大的電流導致整流橋炸掉。加上充電電阻限流后，要是不并繼電器或其他元件，充電電阻消耗功率也很大。例如對于22kW的變頻器，在PN端(直流母線)上至少有45A的電流。如果“接控制電路”部分出問題(比如繼電器或者晶閘管等等質量有問題)則在變頻器運行一會兒充電電阻就將因發熱太大而壞掉。所以充電電阻串接在充電回路中，起通電瞬間限流充電，以保護整流器等一些輸入回路器件的作用，有的書本上也叫緩沖電阻或啟動電阻。西門子6SE701G變頻啟動電路如附圖所示�！　�

充電完成后，控制電路通過繼電器的觸點或晶閘管將電阻短路，完成變頻器的上電過程。如果變頻器的交流輸入電源頻繁通斷，或者旁路接觸器的觸點接觸不良或晶閘管的導通阻值變大，反復充電或充電時間過長都會導致充電電阻燒壞。因此在替換充電電阻前，必須找出原因，才能再將變頻器投入使用。

　　但有的變頻器在啟動期間CPU是有一個電壓檢測和降頻動作的，如果接觸器線圈引線端子松動造成接觸不良，接觸器未能吸合，啟動時的較大電流在充電電阻上形成較大的壓降，主回路直流電壓的急劇跌落為電壓檢測電路所偵測，CPU會做出降頻指令，在空載或輕載時，檢測電路將欠壓故障“及時上報”，CPU馬上停機保護。電阻來不及燒掉，變頻器已經停機保護。

　　那么，如何選擇充電電阻的阻值呢?

　　380V交流電整流后經過充電電阻對電解電容充電，當充到一定值(比如DC200V)輔助電源啟動給控制板供電，讓控制板工作從而繼電器或晶閘管接通，充電電阻就不再工作了。在開機的瞬間，充電電阻越小，則流過整流橋的電流就越大。經常有初學變頻器維修者打來電話咨詢，更換了充電電阻，變頻器一開機，整流橋馬上就被炸掉了，是不是充電電阻選擇太小了呢?答案是否定的。

　　其實，在開機瞬間，一般情況下一開機炸掉整流橋不是因為選擇的充電電阻R小了，而是R太大導致整流橋的炸掉。因為變頻器開機后，電流經充電電阻去充電，當充的電足夠輔助電源啟動(比如200V)，CPU工作，發出信號給繼電器或晶閘管可控硅讓其導通。在繼電器導通瞬間繼電器b點處電壓要是很低(比200V大)，而a點電壓是AC380V直接整流過來大概在DC540V左右，所以a、b二端壓差很大。在觸發、導通瞬間電流很大，就好比a、b之間是一個很小的電阻，瞬間幾百伏電壓加上去，這樣整流橋流過的電流遠遠大于整流橋額定電流，所以把整流橋炸掉。

　　變頻器功率越大，充電電阻越小。因為變頻器功率越大，需要電解電容的容量就越大，而電容器的容量越大，所需要充電的時間就越長。RC決定充電時間，要想充電時間盡量短，只有把充電電阻R取小。一般充電電阻選擇：最大值最好不要超過300Ω，最小值最好大于等于10Ω，大功率變頻器選擇充電電阻小，小功率變頻器充電電阻大。

　　2.儲能電容

　　儲能電容容量的選擇：一般選擇經驗值為≥60μF/A。例如，一臺15kW的變頻器額定電流為30A，需要的電容容量為≥60μF/A×30A即至少為1800μF，所以一般選擇4個2200μF(二并二串)或者2個4700μF的電容(二串聯)。當然還要考慮所選電容器的品牌，品牌不同，質量相差會很大。

　　有的人維修變頻器只對損壞的逆變模塊一換了之，往往用不了多長時間模塊再次損壞。出現這種情況會抱怨模塊質量不佳，用戶使用環境太差等等。其實，最重要的原因是他們沒有找出逆變模塊損壞的原因，沒有徹底清除故障隱患。

　　逆變模塊的損壞，除了負載長時間過載、散熱不良和雷電沖擊之外，究其內部原因，電容器的容量減小、失容和失效，是導致其損壞的致命殺手!其危害性不容忽視。容量減小，輕者表現為帶負載能力差，負載加重時往往引起直流回路欠壓眺閘故障，電容進一步損壞時，則形成對逆變模塊的致命打擊，此時，電壓檢測電路來不及做出反應，報出故障，造成逆變模塊損壞。

　　電容不良或失效以后(或容量變小)，帶小功率負載(大馬拉小車)運行時表面上看不出什么異常，但接入較大功率負載后(滿載運行)情形就不一樣了。此時變頻器直流回路已完全(或者部分)喪失儲能濾波能力。直流回路是頻率為300Hz的脈動直流，電機啟動時的電流吸入，加大了脈動電流的脈動成分。這是電阻選小了對高壓電容不利，電阻選大了容易炸的原因之一。此外，如果電機繞組的反電勢或變頻器的某一輸出載波，恰好落在脈動直流的變化范圍之內，二者相互疊加，整個系統內脈動電流的急劇變化，恰好落到某一頻率點上，電路中的分布電感和分布電容不時的加入進來，各方面的不利因素的加入和互為作用，使回路中的動態能量急劇上升，瞬間危險的諧振過電壓在此時出現!逆變模塊中的IGBT管和電路中的尖峰電壓吸收二極管，它們的耐壓值在正常時有一定的甚至是較大的富裕量，但在此時高于耐壓值數倍的高電壓沖擊下，并無招架之功，也顯得非常脆弱，過電壓炸裂和擊穿短路也就不足為奇了。雖然變頻器有完善的電壓或電流保護檢測電路，但如果經常要面對此類瞬間電壓畸變，顯得無能無力，或有時根本無法做出適時的反應。

　　但儲能電容不良故障往往又較為隱蔽，可以說是軟故障，容易被人忽視。有的電容測其容量似乎沒有問題，也可以運行，但在運行中是一大隱患。尤其是大功率變頻器中的電容，如果環境惡劣運行年久，其引出電極常年累月經受數百赫茲的大電流充、放電沖擊，出現不同程度的腐蝕氧化現象，用電容表測量，容量無異常，但接在電路中，則因充、放電內阻增大，致使直流回路電壓跌落，變頻器不能正常工作，從而使檢修人員作出誤判，走彎路。再次強調：儲能電容失容后極易出現諧振過電壓導致模塊炸裂。

 NTC熱敏電阻并不總是電源中的浪涌電流限制器(ICL)的必然選擇。在有著特 別嚴格溫度和功率要求的應用場合，PTC熱敏電阻能夠提供更為可靠的防護。華巨科技(SINOCHIP) PTC ICL額外的好處是能夠提供短路防護能力。

     在開啟驅動系統、逆變器或電源等電氣設備時總會出現大電流，由于過大的 浪涌電流會損壞敏感元件如電源中的整流器或者燒壞保險絲，因此需要采取防護措施（圖1）。對于浪涌電流的限制有兩 種基本方式：在電源電路中簡單地布置防護設備作為浪涌電流限制器(ICL)，或者在浪涌電流峰值消退后使用主動旁路電 路。這兩種方式也分別被稱為被動和主動ICL電路。對于特定應用來說，浪涌電流抑制技術的選擇取決于多個因素。最重 要的是電源功率、設備遭受的浪涌電流的頻率、工作溫度范圍以及系統成本要求。

圖1：使用及不使用ICL時的浪涌電流

被動浪涌電流限制

對于額定功率最多為幾瓦的小功率電源，最簡單實用的浪涌電流限制方案是與負載串聯一個普通電阻器，不過對于有著 更高額定功率的電源，固定電阻的功率損耗會顯著影響整體效率。在這些情況下，NTC熱敏電阻用作被動電流限制業已 成為標準的ICL解決方案（圖2）。

圖2：使用NTC ICL的被動浪涌電流限制

NTC熱敏電阻一旦受熱，其初始時較高的阻值會降低至可忽略不計的水平，這一特性使得NTC ICL在額定功率最高約為500W的電源中成為標準ICL解決方案。NTC熱敏電阻在溫度較低時阻值較高，在溫度較高時阻值較低。在溫度較低的狀態，NTC ICL較高的初始電阻能夠有效 地吸收峰值浪涌電流。由于電流負載的作用以及隨之而來的自熱作用，ICL阻值接著會降低為其室溫阻值的百分之幾。這 一特性能夠減小ICL在連續運行下的功率消耗，因此NTC ICL可以在電容器完全充滿電后仍留在電路中。最后，使用NTC ICL的成本較低，方案也易于實現。

    專注于更高功率水平應用的低損耗解決方案 電源的設計越來越集中于盡可能地消除功率損耗。一旦額定功率超過越500W，被動電路解決方案的缺點就變得非常明顯。如果ICL總是與負載串聯，則其帶來的功率損耗會非常大。設備的額定功率越高，典型工作時間越長，附帶功率損耗便越明顯。假設NTC ICL的功率損耗占設備總功率的1%，電源的效率為92%，則大約12.5%的總損耗都是由NTC引起的。

     主動浪涌電流限制 因此對較高的功率水平，標準的做法是一旦浪涌電流峰值已經消退便使用繼電器或可控硅旁路ICL。根據應用要求的不同，主動浪涌電流限制電路可以采用功率電阻、NTC熱敏電阻或PTC熱敏電阻（圖3）作為ICL部件。比如PTC熱敏電阻經常用于混合動力或電動汽車的插入式車載充電器(OBC)，此類充電器的額定功率通常達到了幾千瓦。雖然主動浪涌電流限制的益處對于額定功率大于500W的情況下才最為明顯，不過該方法對于提高較低功率水平應用的性能可能也是必要的。盡管主動浪涌電流限制自身系統成本稍微偏高，但是對于較低的額定功率應用，其可以減少功率損耗，而且可以采用 相對便宜的額定值較小的開關和半導體器件。

圖3：主動浪涌電流限制

何時適宜采用PTC熱敏電阻作為ICL在某些應用中，使用PTC熱敏電阻作為ICL可提供優異的性能。NTC ICL在電源打開時的阻值取決于環境溫度。在較低的環境溫度下NTC熱敏電阻的阻值會比較高，導致充電電流較低、充電時間較長。而另一方面，較高的環境溫度會限制NTC ICL抑制浪涌電流的能力，因為NTC熱敏電阻已經處于低阻狀態。這種溫度依賴性會對部分應用，特別是工作溫度 范圍較寬的應用造成問題。比如，在北方冬季使用的戶外電源，可能永遠難以升得足夠熱以使電阻值降得足夠低。相反，熱水循環泵在啟動時可能已經很熱了，這會使得NTC熱敏電阻無法限制浪涌電流。在系統關閉后，NTC熱敏電阻 的冷卻時間通常在30S至120S間變動，具體時間取決于特定的設備、安裝方式以及環境溫度。僅當NTC ICL完全冷卻后才能夠再次限制充電電流。在很多情況下，該冷卻時間已經足夠快；但是有時在NTC充分冷卻之前便需要對浪涌電流進行有效的限制。這可能出現在直流母線電容器的快速放電中，在逆變器驅動的家用電氣如新型洗衣機和烘干機中便會出 現這種情況。在短暫的斷電之后必要的冷卻時間是非常關鍵的。因此，主動浪涌電流限制設計必須總是考慮到所有可能 的NTC ICL仍在低阻狀態時浪涌電流峰值出現的情況。在這兩種情況下，華巨科技(SINOCHIP) PTC熱敏電阻都可以提供有效的浪涌電流限制方案。

內置自我保護功能

在正常的工作條件下，PTC ICL作為一個普通電阻使用。當電源打開，元件溫度與環境溫度相同時，PTC ICL依型號不同 阻值在20 歐至500 歐之間變動。這已足夠限制浪涌電流峰值。一旦直流母線電容器完全充電，PTC ICL便被旁路掉，

如果充電電路出現故障，PTC熱敏電阻的特殊功能便可發揮作用保護電路。當電流通過該元件，PTC熱敏電阻溫度會升 高，阻值也會顯著增加。因此，得益于其自保護功能，PTC熱敏電阻在以下失效模式下有著先天的優勢：

– 電容器短路

– 當直流母線電容器充電后電流限制元件未被旁路（開關元件失效）。

所有這些失效模式都有一個共同點：電流限制元件受到熱應力。有兩種方式可以保證ICL元件不會在類似情況下損壞：使 用一個具有足夠額定功率的功率電阻或者使用PTC熱敏電阻。華巨科技(SINOCHIP) PTC ICL的設計使得其在直接連接至最 大額定電壓的供電電壓時也能工作，且無需額外的電流限制措施，因為PTC ICL具有自保護功能。在出現過大電流如短 路的情況下，PTC溫度會升高，從而導致其阻值顯著上升，這樣PTC熱敏電阻自己便可以將電流限制至非臨界水平（圖4）。

圖4：電容器短路時的電流曲線

如果出現了電容器短路情況，通過PTC陶瓷電阻的電流會迅速下降至非臨界值（藍色）。不過，若使用普通電阻，電流會維持 在較高的恒定值（紅色）。

華巨科技(SINOCHIP) PTC熱敏電阻在一些應用中作為主動浪涌電流限制的ICL元件有著一些關鍵優勢：

– 其ICL功能不會受到極端工作溫度的影響。

– 一旦負載關閉便可以實現有效的浪涌電流限制，冷卻已經在正常工作時進行。

– 對由電路故障引發的電流過載有著自保護功能。

得益于華巨科技(SINOCHIP) ICL廣泛的產品組合，您可在苛刻的溫度條件下，實現對電源高浪涌電流和短路的可靠保護。

儲能電容的充電控制電路

  自我防護式充電電阻器以PTC（正溫度系數）陶瓷為基礎，用于平滑電源中的電容器。當發生短路時，它們會將電流限定在安全水平。

普通電阻在電容充電時常用來限制電流。不過，這常有技術風險。舉例來說，當短接電容器時，如果電容器短路或者繼電器失靈，電阻器將持續暴露在大功率電平下。這可能導致電阻器或者整個系統遭到破壞。華巨電子采用基于PTC陶瓷的新式MZFLY系列充電電阻器，現已研發出一種專業解決方案：在自我防護的同時，還實現了相對緊湊的尺寸。如下表所示，

主要技術參數

1. 引線型主要技術參數

   
   BPFLY系列的典型應用范圍為500 W至50 kW功率范圍內的工業電源、變頻器以及UPS（不間斷電源）系統。在這些應用中，鏈路電容器用于平整生成的直流電壓或者在鏈路中用作儲能裝置。
   

當電容器充電時，通常需要串聯一個電阻器來限制充電電流，以免產生超過允許范圍的強電流峰值。一般是采用固定式普通電阻或負溫度系數（NTC）電阻實現這一功能。在大多數情況下，會在充電之后使用一個由時間或電壓控制的繼電器來短接限流元件。充電電流的制約對整流器和轉換器系統來說非常重要，因為產生的沖擊電流峰值如果未得到限制，可能會觸發熔絲或使整流器遭受超過允許范圍的強電流。圖1所示為傳統整流器或轉換器系統的方塊圖。

如果運行時沒有干擾，那么上述普通電阻器和繼電器的組合足以限制充電電流。不過，在充電期間或充電后發生的干擾可能會導致這些電阻器徹底失靈，并因此導致系統其它元件的全面故障。

為處理典型故障，比如電容器短路或短路開關失靈，建議使用MZFLY系列自我防護式充電電阻器。在無故障充電中，這些元件的作用就像固定式普通電阻器，可制約充電電流的峰值。當發生故障時，PTC陶瓷的溫度和內阻將隨加大的歐姆損耗一同增加（見圖2），并將電流限定在安全級別。

 相比之下，如果將固定電阻器用作充電電流限制器，上述故障將導致電阻器產生相當高的功率耗損，這會要求元件要有一定大的尺寸，這很不經濟。以下特殊實例（見圖3）可清楚說明這一功能原理。

 上述電路采用三相橋式整流器，并將其接至相導線電壓為400 VRMS的電源中。其中平滑電容器的電容為940 μF。并聯電路含有兩個WMZ12A-14D130T100R 型充電電阻器，用于限定沖擊電流。亦稱為零電位電阻器，其額定電阻在25℃的環境溫度下為100 Ω。在這種情況下，需要并聯兩元件：因為電能必須在充電期間內傳到電容器，這會使單個WMZ12A-14D130T100R 電阻器開始發熱，直至溫度高出允許范圍，結果便導致電阻大大加強。這一情況應當避免，否則將無法對鏈路電容器進行徹底充電。

可以使用下面的公式計算出所需MZFLY系列元件的數量：

 如果說元件WMZ12A-14D130T100R 大約有2 J／K的熱容，參考溫度為130℃，那么既可串聯也可并聯兩元件。滿足上述等式可確保PTC陶瓷在充電完畢之前不會超出參考溫度，并且維持在低電阻范圍內。

當達到電容器95％的極限充電電壓時，并聯的MZFLY元件將被短路，同時將接入負荷（以260 Ω固定電阻器為代表）。因此兩個MZFLY元件構成的并聯電路的性能與一個50 Ω的固定電阻相當。有關無故障充電的情況，請參見圖4所示電流時間圖。

在這兩種情況下，充電電流的時間曲線幾乎相同。PTC陶瓷與固定電阻在電流特性方面的細微差別的產生原因是：

* PTC熱敏電阻的電阻溫度特性形狀特殊；另外，
* PTC陶瓷在開啟時的對電壓的依賴性非常強。在計算峰值沖擊電流時，一定要考慮電壓依賴性。

約過190 ms之后，充電完畢，充電電阻器便會短路。能量吸收曲線以及加熱程度同樣相差無幾（見圖5）。二者的最高點均與電容器在短路時的能量相對應。

當發生故障時，PTC熱敏電阻用作限流元件的優勢就會十分明顯。如果繼電器接通失敗，負荷電流將流經充電電阻器，并產生強大的熱應力，這要求電阻器有相應的尺寸。若采用基于PTC陶瓷的充電電阻器，其電阻會由于強大的起始功率損耗而升至數10 k，從而能夠在故障發生期間限定電流（參見圖6）。在約三秒之后，先流經兩電阻器然后流經總體電路的電流已跌至數10 mA。有關吸取能量的比較，請參見圖7。

 在進入高阻狀態后，PTC陶瓷將能量吸收限定為非關鍵值，而固定歐姆電阻器的吸收能量則呈直線上升。在該實例中，考慮到溫度降額，固定電阻器必須具有200 W以上的額定功率，才能防止過熱以及隨后的損壞。

故障——電容器在充電開始時發生短路

強大的沖擊電流在約150 ms之后使兩個自我防護式充電電阻器產生高電阻性，進而限制電流。而流經固定電阻器的電流則僅由極低的電源線電阻進行限定，因此固定電阻器中會產生非常高功率的能量轉換。

在短時間內，并聯的兩個自我防護式充電電阻器與外界達到熱平衡，同時由于PTC陶瓷的高電阻值，吸收的能量僅有略微上升。最終產生的能量吸收與圖7所示類似。

上述故障——電容器在充電開始時發生短路——表示：充電電阻器上存在極高的負荷。因此，J201充電電阻器需要額外使用一個固定電阻器限定短路電流。不過充電電阻器J202和J204的應用則無需使用固定電阻器作任何額外保護。

  主電路為電壓型、交直交能量轉換方式的變頻器，因整流與逆變電路之間有大容量電容的儲能回路，因電容兩端電壓不能突變的特性，在上電初始階段，電容器件形同“短路”，將形成極大的浪涌充電電流，會對整流模塊很大的電流沖擊而損壞，也會使變頻器供電端連接的空氣斷路器因過流而跳閘。

    常規處理方式，是在整流和電容儲能回路之間串入充電了限流電阻和充電接觸器（繼電器），對電容充電過程的控制是這樣的：

    變頻器上電，先由充電電阻對電容進行限流充電，抑制了最大充電電流，隨著充電過程的延伸，電容上逐漸建立起充電電壓，其電壓幅值達到530V的80%左右時，出現兩種方式的控制過程，一為變頻器的開關電源電路起振，由開關電源的24V輸出直接驅動充電繼電器，或由此繼電器，接通充電接觸器的線圈供電回路，充電接觸器（繼電器）閉合，當充電限流電阻短接，變頻器進入待機工作狀態。電容器上建立一定電壓后，其充電電流幅度大為降低，充電接觸器的閉合/切換電流并不是太大，此后儲能電容回路與逆變電路的供電，由閉合的接觸器觸點供給，充電電阻被接觸器常開觸點所短接。二是隨著電容上充電電壓的建立，開關電源起振工作，CPU檢測到由直流回路電壓檢檢測電路送來電壓幅度信號，判斷儲能電容的充電過程已經完畢，輸出一個充電接觸器動作指令，充電接觸器得電閉合，電容上電充電過程結束。

變頻器常見主電路形式及充電接觸器控制電路如下圖：

    部分變頻器及大功率變頻器，整流電路常采用三相半控橋的電路方式，即三相整流橋的下三臂為整流二極管，而上三臂采用三只單向可控硅，用可控硅這種“無觸點開關”，代替了充電接觸器。節省了安裝空間，提高了電路的可靠性。電路形式如下圖所示：

   雖然省掉了充電接觸器，但工作原理還是一樣的，只不過控制電路有所差異。變頻器上電期間，先由D1∽D6整流，R限流為C1、C2充電，在充電過程接近結束時，CPU輸出SCR1∽SCR3三只可控硅的開通指令，控制電路強制三只可控硅導通，由D1、D2、D3、R構成的上電預充電回路使用作用，SCR1∽SCR3與D4、D5、D6構成三相整流橋，此時可控硅處于全導通狀態下，等效于整流二極管。

    可控硅的開通需要兩個條件：1、陽極和陰極之間承受正向電壓；2、K、G之間形成觸發電流回路。電路接在交流輸入電源的三個端子上，提供單向可控整流，在三相交流電的三個正半波電壓作用期間，若觸發電流同時形成，則三只可控硅就能被開通。第一個條件已經自然形成，控制其開通只要提供第二個條件就可以了。

    簡單點說，只要在可控硅承受正向電壓期間——在交流電壓過零處，為可控硅提供一個觸發電流（脈沖或直流均可），可控硅即可在交流電的正半波期間良好導通，對輸入交流電壓進行整流（同二極管一樣）。最簡單的觸發電路，是經一只電阻從陽級引入到G極，在交流電正半波期間（過零點后），為可控硅同步引入觸發電流，使可控硅開通。如東遠300kW變頻器，主電路形式同圖三，而觸發電路相對簡單：

    圖四為可控硅觸發電路一電路之一，另兩路觸發電路是一樣的。兩控硅陽極、陰極兩端并聯的R45、C30、C31等元件為尖峰電壓吸取網絡，為可控硅提供過壓保護。KA2觸點、D15、R44、24R形成觸發電流通路，D15的作用是將輸入電壓半波整流，避免可控硅G、K間承受反向觸發電壓/電流的沖擊，R44、24R為限流電阻，限制峰值觸發電流，保護可控硅的安全，R43為PTC消噪電阻，增加可控硅工作的可靠性。

    當CPU發出可控硅接通指令時，繼電器KA2得電閉合，輸入正半波電壓，經D15整流，R44、24R限流，流入可控硅的G極，由K極流出，形成觸發電流通路，可控硅開通。電路中的可控硅并不是處于調壓的工作區域，導通角最大，處于“全導通整狀態”，好像是一只開關器件，只處于導通和截止兩個狀態，沒有移相（調壓）第三種狀態。這是需要注意的地方。因而控制電路與常規移相控制電路有所不同，相對簡單一些。

    再稍復雜一點的可控硅控制電路，如臺達37kW變頻器可控硅的觸發電路，見下圖：

  由開關電源的一個獨立的供電繞組整流濾波后，作為可控硅觸發電路的供電電源�？刂齐娐酚�NE555時基電路、DPH2、DQ22、DQ3觸發脈沖通/斷電路，D、R三路觸發流回路構成。開關電源工作后，NE555時基電路接成多諧振振蕩器即得電工作，從3腳輸出的振蕩脈沖，是否送入后級三個觸發回路，取決于CPU的指令控制。CPU的指令信號經由控制排線端子DJ8的24腳引入到光電耦合器DPH2的輸入側。當光耦輸出側三極管導通時，NE555振蕩器的脈沖信號經三極管DQ22、DQ3送入后級D、R觸發電路回路。在CPU發出可控硅開通指令后，DPH2、DQ22、DQ3三器件一直處于導通狀態，將觸發脈沖一直加于三只可控硅的G、K上，峰值觸發電流約為100mA。

    另外，在松下、富士小功率變頻器機型中，還采用另一形式的主電路結構，來完成對主電路電容器的初始充電控制，這是型號為7MBR35SD120一體化功率模塊的內部電路結構圖。電路見圖六：

   電路的不同之處在于，在三相整流橋之后，增加了一只可控器器件，在端子21、26引腳上須并聯充電電阻，在主回路電容上建立起一定的充電電壓后，從端子25、26輸入觸發電流，則可控硅導通，變頻器進入待機工作狀態。

    控制電路一般是由開關變壓器的一個獨立的24V繞組，取得控制電路的供電，以取得具有“懸浮地”的控制用電�？刂齐娐范酁橐徽袷庪娐�，提價可控硅器件的脈沖觸發電流，振蕩電路也不是常規的移相觸發電路，而提供高頻率/密度的隨機觸發脈沖，令可控硅處于全導通狀態下，此處的可控硅，已高密度觸發觸沖作用下，已仿佛一只“扳到接通位置”的開關了。這種機型的觸發電路，手頭并未有實際測繪電路，只能根據電路結構畫出簡圖，以供參考。

變頻器的主電路是給異步電動機提供調壓調頻電源的電力變換部分，變頻器的主電路大體上可分為兩類:

電壓型是將電壓源的直流變換為交流的變頻器，直流回路的濾波是電容。

電流型是將電流源的直流變換為交流的變頻器，其直流回路濾波是電感。它由三部分構成，將工頻電源變換為直流功率的“整流器”，吸收在變流器和逆變器產生的電壓脈動的“平波回路”，以及將直流功率變換為交流功率的“逆變器”。

現主要介紹電壓型變頻器結構及原理，電壓型變頻器主電路包括：整流電路、中間直流電路、逆變電路三部分組，交-直-交型變頻器結構見附圖1

1）整流電路： VD1~VD6組成三相不可控整流橋，220V系列采用單相全波整流橋電路；380V系列采用橋式全波整流電路。

2）中間濾波電路：整流后的電壓為脈動電壓，必須加以濾波；濾波電容CF除濾波作用外，還在整流與逆變之間起去耦作用、消除干擾、提高功率因素，由于該大電容儲存能量，在斷電的短時間內電容兩端存在高壓電，因而要在電容充分放電后才可進行操作。

3）限流電路：由于儲能電容較大，接入電源時電容兩端電壓為零，因而在上電瞬間濾波電容CF的充電電流很大，過大的電流會損壞整流橋二極管，為保護整流橋上電瞬間將充電電阻RL串入直流母線中以限制充電電流，當CF充電到一定程度時由開關SL將RL短路。

4）逆變電路： 逆變管V1~V6組成逆變橋將直流電逆變成頻率、幅值都可調的交流電，是變頻器的核心部分。常用逆變模塊有：GTR、BJT、GTO、IGBT、IGCT等，一般都采用模塊化結構有2單元、4單元、6單元

5）續流二極管D1~D6：其主要作用為：

（1）電機繞組為感性具有無功分量，VD1~VD7為無功電流返回到直流電源提供通道

（2）當電機處于制動狀態時，再生電流通過VD1~VD7返回直流電路。

（3）V1~V6進行逆變過程是同一橋臂兩個逆變管不停地交替導通和截止，在換相過程中也需要D1~D6提供通路。

6）緩沖電路

由于逆變管V1~V6每次由導通切換到截止狀態的瞬間，C極和E極間的電壓將由近乎0V上升到直流電壓值UD，這過高的電壓增長率可能會損壞逆變管，吸收電容的作用便是降低V1~V6關斷時的電壓增長率。

7）制動單元

電機在減速時轉子的轉速將可能超過此時的同步轉速（n=60f/P）而處于再生制動（發電）狀態，拖動系統的動能將反饋到直流電路中使直流母線（濾波電容兩端）電壓UD不斷上升（即所說的泵升電壓），這樣變頻器將會產生過壓保護，甚至可能損壞變頻器，因而需將反饋能量消耗掉，制動電阻就是用來消耗這部分能量的。制動單元由開關管與驅動電路構成，其功能是用來控制流經RB的放電電流IB。

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